整體增益或比ω cH小許多的增益交叉頻率需要環路濾波器,這可以是個簡單的集成,足夠的余裕以提供在ωcd的抗混疊濾波來避免混疊和確保適當的循環運行。一個高階的環路濾波器能提供更好的衰減,但隨之增加的相位延遲會限制潛在的跟蹤帶寬的改善。對于ωcd=2π×z~s0Hz,約笏Hz的跟蹤帶寬或約6ms的穩定時間常數是可實現的。

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   a)靜態失配是完全可以恢復的 b)寬帶變化小于ωcd的動態失配是完全可以恢復的c)寬帶變化大于ωc扌的動態失配導致的重疊頻譜分量是不完全可以恢復的

   現在我們轉為討論有關實際信號合成、解調和濾波的問題,以及有限的力反饋開環增益和大慣性力的潛在干擾的影響。

   實際信號合成、解調和濾波

   如圖5.18所示,在環路濾波器之前的一個偏置是無法從實際誤差信號中分辨出來的,因此它是系統頻率偏置的一個來源。在實驗原型中的校準信號合成、解調和環路濾波的數字化實現,避免了模擬實現中會出現的大量偏置。即使隨著數字化的實現,生成一個由式(5.9)給出的帶精確振幅比的校準信號也是有困難的。使用相等振幅的基調(bne)是非常便利的,并且允許校準信號直接用于解調,產生了如圖5.19所示中更簡化的系統實現。當v1=餳,基于前述式(5.8)的定義,基調頻率有下列關系:圖5,19 具有數字合成等幅度基調和數字實現的解調器和環路濾波器的實際估計器這里近似假定ωcd遠小于ωd,我們為簡化忽略了增益因子。基本上,使用相等的振幅引人了一個頻率偏置從而迫使檢測諧振頻率比驅動頻率略高。幸運的是,如果基調位于期望信號帶以外,誤差相對于信號帶寬是可以忽略的,正如下列例子說明,在消費類和汽車行業應用中典型的帶寬是⒛Hz,在驅動頻率15kHz下,在期望的帶寬外選擇ωcd=2π×z~sOHz安置導頻基調,將會導致一個O。013%或者2Hz的偏置。