HA19211BMP滯環控制與其它控制相比最大的優點在于它的響應速度，這點將在后面的仿真中得到驗證。這是因為，不像其它的控制那樣，滯環控制不需要慢的反饋環。在開關周期內，當瞬態發生時即響應瞬態負載電流。它的瞬態響應時間僅與滯環比較器和驅動電路的延遲有關。比較器輸入端的高頻濾波電容也增加了一些額外的延遲。

同步Buck變換器是傳統Buck的一種變形。主要的開關器件采用一個功率MOSFET，驅動采用和傳統Buck變換器一樣的方式。傳統Buck變換器的整流，通常采用的是肖特基二極管，而同步Buck變換器則采用一個功率MOSFET來替代，驅動采用與主開關管互補的方式，即一個MOSFET導通，另一個則關斷。

同步Buck變換器與傳統Buck變換器的比較，由于MOSFET的導通電阻小于二極管的導通電阻，因此可以提高變換器的效率。在設計同步Buck變換器時，最為注意的是兩個MOSFET要交錯的導通，而避免同時導通。死區設計是有必要的。

在電路調試中，反饋環節調整至關重要，EMI往往是造成反饋環節特性差，電路出現振蕩的主要原因。由于使用的是電流峰值控制，反饋包括電壓和電流反饋。比如，在電流采樣電阻端添加的RC濾波網絡，是一個低通濾波網絡，示波器觀察，添加前后，開關管開通瞬間的電流毛刺降低了約3/4。而電壓反饋開始也采用了RC分壓濾波網絡，即在電阻分壓網絡的接地電阻側并聯濾波電容，容值約為PI調節環電容值的1/10。

由于存在高頻變壓器繞制以及原邊與多路副邊繞組不易耦合等諸多困難，在方案選擇上，該電源采取了兩組反激式DC/DC變換器并聯拓撲，雙芯片電流峰值控制，以減小變壓器體積。鑒于每組變換器功率等級較低，并考慮到充分利用反激式拓撲結構簡單的特點，實際電路采取硬開關工作方式，開關頻率為100kHz。由于是兩組高頻變壓器相互并聯，原邊共用整流橋輸出直流母線電壓.

在反激式拓撲中，可將變壓器等效為理想變壓器和原邊激磁電感的并聯。為了傳送足夠的功率，變壓器必須添加氣隙，以便在磁路中儲存能量，因而磁漏一般都較大。在實際繞制變壓器時，采取了三明治繞法以減小漏感。以其中一組變壓器為例，最里一層為原邊繞組，第二、三層是副邊，最外一層仍是原邊。這種繞法增強了原副邊的耦合程度，減小了變壓器漏感，這樣可以減小開關管上的尖峰電壓，由散熱器回路產生的共模干擾也會大幅度降低。三明治繞法的缺點是原邊繞組從內層到外層穿越了中間的副邊繞組，在變壓器中軸端側絕緣性能大大降低，對于耐高壓實驗是不利的，因而多用在對絕緣性能要求不高的場合。

調試過程中，曾發生由于接地的不當，使在控制部分和主功率地之間存在分布的共模阻抗，導致電壓輸出端的共模噪聲通過共模阻抗傳導入控制芯片的地，造成占空比丟失，負載調整率不高等問題。當在輸出端接入共模EMI濾波器后，情況大為改觀，振蕩消失。可見在輸出端接入共模濾波器作用明顯。在PCB制版中經過對地線的改進，采用星狀鋪地后，便大大降低了共模噪聲的傳導途徑，即使不接入該濾波器，經過反饋環節自身的PI調整，變換器也同樣趨于穩定。

開關和同步整流MOSFET，可以選擇一個允許的最高管芯結溫Tj(hot)作為迭代過程的出發點，多數MOSFET的數據手冊只規定了＋25℃下的最大RDS(on)，不過最近有些產品也提供了＋125℃下的最大值。MOSFET的RDS(on)隨著溫度的增高而增加，典型溫度系數在0.35％／℃～0.5％／℃之間，如圖2所示。如果拿不準，可以用一個較為保守的溫度系數和MOSFET的＋25℃規格(或＋125℃規格)，在選定的Tj(hot)下以最大RDS(on)作近似估算，即

式中：RDS(on)SPEC為計算所用的MOSFET導通電阻；

TSPEC為規定RDS(on)SPEC時的溫度。

利用計算出的RDS(on)hot可以確定同步整流和

開關MOSFET的功耗。為此，將進一步討論如何計算各個MOSFET在給定的管芯溫度下的功耗，以及完成迭代過程的后續步驟.

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