摘 要：深入分析研究了高頻脈沖交流環節逆變器穩態原理特性與單極性移相控策略 采用狀態空間平均法建立了逆變器平均模型，獲得了輸出電壓．濾波電感電流、共同導通時間、單極性SPWM波占空比等關鍵電路參數的設計準則和逆變器的外特性曲.原理試驗結果證實了理論分析的正確性 這類逆變器具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、周波變換器實現了ZVS換流、單極性SPWM波等優點，包括全橋全波式、全橋橋式兩種電路,前者適用于低壓輸出逆變場臺，后者適用于高壓輸出逆變場合。
關鍵詞：單極性移相控制；高頻脈沖交流環節；逆變器；周波變換器；軟換流

O 引言
傳統的逆變器雖然技術成熟可靠、應用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統動態特性差等缺點.用高頻變壓器替代傳統逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統逆變器的缺點，顯著提高了逆變器的特性。
單向電壓源高頻環節逆變器[1]具有單向功率流、三級功率變換(DC/HFAC/DC/LFAC).變換效率和可靠性不夠理想、但應用較廣泛等特點；高頻脈沖直流環節逆變器[1]有效地解決了單向電壓源高頻環節逆變器的開關損耗和電磁干擾問題，具有優良的綜合性能．適用于單向功率流逆變場合；高頻脈沖交流環節逆變器[2][3]具有雙向功率流、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、變換效率和可靠性高等特點，但存在周波變換器器件換流時導致的電壓過沖現象等缺點，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在 感中的能量．從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。因此.在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環節逆變器固有的電壓過沖現象和實現周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點。
借鑒高頻脈沖直流環節逆變器的思想，如果高頻脈沖交流環節逆變器的周波變換器換流，是在前級輸出的雙極性三態高頻脈沖交流電壓渡為零期間進行,那么就可以實現周波變換器的ZVS換流.本文主要開展這類逆變器原理特性、關鍵電路參數準則與原理試驗研究，為正確設計這類逆變器奠定了技術基礎。

l 電路拓撲與單極性移相控制原理
1.l 電路拓撲
高頻脈沖交流環節逆變器．如圖l所示。這類逆變器由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成，具有電路拓撲簡潔,兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)，雙向功率流、變換效率高等優點圖1(a)全橋全波式電路功率開關數少、電壓應力高、變壓器繞阻利用率低、適用于低壓輸出場合，圖l(b)全橋橋式電路的特點與全橋全波式電路正好相反。

1.2單極性移相控制原理
以全橋全波式電路為例，其單極性移相控制原理，如圖2所示。

逆變器將輸入電壓Uiymf 制成雙極性三態的電壓波uEF,周波變換器將此電壓波解調成單極性SPWM波，經輸出濾波后得到正弦電壓u0。．周波變換器功率開關在UEF為零期間進行ZVS換流.逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。Ugsl與Ugs4,Ugs2與ugs3之間在一個開關周期Ts內的共同導通時間為Tcom=Ts(180。-θ=/(2×180。) (1)
當輸入電壓Ui降低或負載變大時，導致輸出電壓Uo．降低，閉環反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此．調節移相角θ可實現輸出電壓的穩定。

2 穩態原理與外特性
2.1 穩態原理
以輸出電uo>O、濾波電感電流iLf>0為例．穩態工作且輸出濾波電感電流連續時．一個開關周期內的6個開關狀態電路，如圖3(a)～(f)所示.圖3(a)、(b)、(d)、(e)和圖3(c)、(f)可分別用圖3(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器繞阻電阻、漏抗、功率開關通態電阻、濾波電感寄生電阻等在內的等效電阻.由于開關頻率fs遠大于輸出濾波器截止頻率和輸出電壓的頻率，因此，在一個開關周期內輸出電壓uo可看成恒定量，可用狀態空間平均法建立輸出電壓、濾波電感電流的定量關系式.

　
Fig.3 The switching state circuits and equivalent circuits

式中：D為濾波器前端電壓SPWM波在一個開關周期內的占空比，即D=2Tcom/Ts=（180°-θ）/180°。
2.2 穩態時逆變器外特性
2.2.l 理想情形(r=O)
由式(7)可知，理想情形且CCM模式時逆變器的外特性為Uo=DUiN2/N1 (8)
濾波電感電流臨界連續和DCM模式時一個開關周期內的原理波形,如圖4所示.

Fig.4 The filter inductance current waveforms in critically CCM and DCM