作者：李偉 嚴仰光

    1　引言

    半橋電流源高頻鏈逆變電路拓撲如圖所示[1]。圖1為采用半橋電流源高頻鏈逆變電路拓撲，其中q1、q2組成高頻逆變器， q3、q4組成一個周波變換器，tr為高頻變壓器。圖2為半橋電流源高頻鏈逆變電路輸出接感性負載的主要波形示意圖。半橋電流源高頻鏈逆變電路是以反激式直直功率變換器為基礎的，電路工作在電感電流斷續模式，通過控制開關管q1、q2、q3、q4可以得到四種工作模式a、b、c和d，每一種工作模式電路的拓撲結構都相當于一個反激式直直功率變換器，對于不同的負載，逆變器的工作模式順序不同[1,2,3]。半橋電流源高頻鏈逆變電路具有以下特點：拓撲簡潔、控制方案簡單、使用器件少、效率高、可靠性高以及良好的動態響應。因而具有較好的應用前景。但在工程實踐中，吸收電路的設計及變壓器匝比的設計不適會加大變換器中的損耗，降低效率。本文將在對半橋電流源高頻鏈逆變器的電壓應力分析的基礎上，利用仿真的方法分析吸收電路結構及變壓器匝比與損耗的關系。

    2　吸收電路

    半橋電流源高頻鏈逆變電路是以flyback電路為基礎的，為了減小功率場效應管關斷時，存儲在漏感中的能量引起功率場效應管漏源電壓尖峰，在 flyback中通常要在mos漏源或變壓器繞組兩端加漏感能量吸收電路。但在半橋電流源高頻鏈逆變電路中，組成高頻逆變器的q1、q2具有漏感能量回饋通路，無須吸收電路；組成周波變換器的q3、q4在能量回饋時高頻開關，在其關斷時無漏感能量瀉放回路，必須加吸收電路。

    1）高頻逆變器電壓應力分析

    在能量從電源傳遞到負載過程中，高頻逆變器q1、q2高頻開關，當q1或q2關斷時，存儲在變壓器原邊漏感中的能量必須有瀉放的通路，否則將在q1或 q2的漏源產生極高的電壓尖峰，導致mos管損壞。下面以輸出正弦波正半周為例，分析高頻逆變器工作時漏感能量回饋通路，對應圖2中的狀態a。此時q1高頻斬波，q2關斷，q3常通，q4一直關斷。在q1導通時，能量存儲在原邊電感，在q1關斷時，原邊電感電流最大，存儲在電感中的能量最大。耦合到副邊的能量通過q3傳遞到負載，存儲在原邊漏感中能量通過q2的體二極管回饋給c2。因而高頻逆變器q1、q2上最大漏源電壓為輸入直流電源電壓uin，不需要吸收電路。

    2）周波變換器電壓應力分析

    造成周波變換器的q3、q4電壓應力有兩方面的原因：1. 高頻逆變器工作時，副邊繞組漏感與q3、q4的寄生電容諧振，產生電壓尖峰；2. 在能量從副邊回饋到原邊時，周波變換器高頻工作，副邊繞組漏感電流引起漏源電壓尖峰。

    下面仍以輸出正弦波正半周為例，分析高頻逆變器工作時q4的諧振電壓尖峰。在q1開通前，此時q4關斷，其漏源兩端電壓為輸出電壓，在q1開通時，電源電壓加在變壓器原邊繞組，極性上正下負，變壓器副邊繞組電壓極性下正上負，此時加在繞組上的電壓為輸出電壓加副邊繞組電壓，q4寄生電容的電壓不能突變，電容c1通過q1、tr對q4的寄生電容cds4充電，由于變壓器中漏感的存在，因而這是一個諧振充電過程。當uds4=u0+(1/2) uin′n，漏感中的電流最大；當漏感電流為零，uds4=u0+uin′n，諧振頻率flc=1/(2p)，其中u0為輸出電壓瞬時值，uin為輸入直流電壓，lk為變壓器副邊繞組漏感，n為變壓器匝比，cds4為q4的漏源結電容。

    當能量從負載向電源回饋時，q3、q4高頻開關，在其關斷時存儲在副邊漏感的能量無瀉放回路，將對mos管q3、q4的漏源寄生電容充電，產生上千伏的電壓，因而必須在周波變換器mos管兩端加漏感吸收電路。

    3）兩種吸收電路比較

    a．rc吸收電路（見圖3）

    將rc 串聯吸收電路加在mos管漏源兩端，當高頻逆變器q1、q2開通時，rc吸收電路參與諧振過程并在電阻上消耗諧振能量，起到減小尖峰電壓的作用，但同時也增加了吸收電路的損耗；當能量回饋時，q3、q4關斷，漏感能量轉移到吸收電路電容中，q3、q4開通，電容的能量通過mos管消