同步偏置電路的工作原XC9536XLVQG44-10C理如圖7虛線框內的部分所示，其工作過程是：無信號時，輸出O點的電位為零。此時適當調整、U2和U3可使B點的電位低于A、C點的電位，E點的電位高于D、F點電位。二極管VDl-VD4均導通，Vl-5、VT7、Vl-6、VT8的靜態電流由U1、U2、U3共同決定。如果輸入正信號，使A點電位升高，B點電位跟著升高，引起VT5、VT7的電流增大，vT7的發射極電流，在發射極電阻Re7上產生較大的電壓。此時，如果輸出級是單一偏置(U1)的普通乙類放大電路，便會增大而使G點的電位高于0點電位，使VT8變成反向偏置而進入截止狀態。但同步偏置電路里，U3通過VD4的耦合，使Vl-6基極的瞬時電位/在隨放大器輸出電壓、的升高而變化，其值總比uo低一個值(U3減去VD4的正向壓降)。也就是說，VT6、VT8在整個正信號輸入過程，一直保持由U提供的正向偏置，不會進入截止狀態，避免了開、關情況的發生。這時由于輸入正信號，D點的電位也升高，二極管VD3裁止。由于較大，使得C點電位低于B點電位，VD2也截止。輸入負信號時A點、D點電位降低，VD2、VD3導通，VD1、VD4截止，VT5、VT7由U維持足夠的正向偏置，不會進入截止狀態。可見，同步偏置電路是借助二極管的開關作用和恒定偏置電壓U2、U3，使功放管不再出現導通一截止的開關過程。只要VD1～VD4的開關性能比推動管和功放管好，開關失真便可克服。另外，為了抑制交越失真，VD1—VD4-選用低正向壓降二極管，使輸出級的推挽工作過程更接近線性。
    關于二極管的選用，筆者用2AP9、2AK7、1N4148、1N60P做對比試驗：輸入端送入一個正弦波，用雙蹤示波器觀察輸入、輸出波形。只要適當調整U1、U2、U3使VD1～VD44于導通狀態（流過lmA左右的正向電流），輸出波形都很光滑流暢，看不到關失真和交越失真的跡象。分別調節示波器Y1、Y2增益，使輸出波形與輸入波形完全重合，把示波器的一蹤置于倒相狀態，得到輸出與輸入相減的波形——即失真波形，如圖8所示。這種方法雖不能得到定量分析的結果，但完全可定性的說明問題。反復比較幾種失真波形，決定選用1N60P。1N60P足低正向壓降、高速開關二極管．1mA電流時的正向壓降約0.2V。
    在本機中，U1由電壓放大器WH0503內的恒壓偏置電路擔任，U2、乙B由WH0504擔任。調整圖6中的RP1、RP2即可改變功放管的靜態電流。
    推動管由兩對2SC5171、2SA1930并聯，每管靜態電流約20mA。末級功放管用5對NJW0281G、NJW0302G并聯（每聲道10對），每管靜態電流為50—100mA，最大不失真輸出時，每管工作電流達到400～450mA。每聲道最大不失真功率8Q時不小于120W，4Q時不小于200W。

               
    圖6中的R71～R90和功放管射極電阻R51～R70，以及圖10中的VD11—VD14、R101、R103組成功放管電流監測取樣電路。
    IC4為直流伺服電路，R23、R24把36V降壓后給運放提供工作電壓。IC5、IC6把36V降壓后給緩沖器WH0502提供工作電壓。電壓放大器WH0503的工作電壓由低壓差穩壓器(LDO)做二次穩壓后提供。在大信號下，信號諧波通過推動管集電極竄入電源，僅靠退耦電容不能完全濾除，增加二次穩壓，使供給WH0503的電源紋波更小、更平穩。
    圖9所示的是由TL431枸成的低壓差穩壓器(LDO)電路圖。它的工作過程是（以正電源為例）：TL431的R端輸出穩定的2.5V基準電壓，決定了流經RP5和R96的電流（流經RP5的電流還有流入R端的電流k，由于該電流很小，權且忽略）是穩定的，即輸出電壓是穩定的。TL431的K端有吸納或吐出電流的雙重功能，當輸出電流或輸入電壓發生波動時，靠K端吸收或吐出電流調Vl-30的基極電流，進而改變調整管Vl-29的ce壓降，使輸出電壓回到穩定值。只要VT29的基極注入電流（即Vl-30的集電極電流）大于輸出電流除以VT29的放大倍數．VT29的ce壓降就等于它的飽和壓降，這樣便達到了低壓差輸出的目的。C13對降低電源的紋波有很大作用，但不宜太大，否則會因充電電流過大而燒壞TL431。C14可盡量大一點，有利于降低紋波。該電源輸出電流1COmA時壓差小于0.5V，紋波峰峰值小于2mV（示波器觀察）。調整R95、R99可改變其額定電流，其阻值大小與VT29、Vl-30的放大倍數有關，放大倍數越大其阻值越小。發光二極管僅作指示用。