RD120009Nq=vs-v1/vs*100%=tp/rc×1O0%[見式(4.86)]

因tp=t/2,而1/t

及fl=1/2trc

則有q=tfl/f*100%                (4.8.7)

式(4.8.7)說明ε與fl成正比.如要求50HZ的方波通過時平頂降落不超過10%,則FL不能高于1.6Hz。

從本節的分析可知,瞬態分析法和穩態分析法雖然是兩種不同的方法,但它們是有內在聯系的,當放大電路的輸人信號為階躍電壓時,在階躍電壓的上升階段,放大電路的瞬態響應(上升時間)決定于放大電路的高頻響應(九);而在階躍電壓的平頂階段,放大電路的瞬態響應(平頂降落)又決定于放大電路的低頻響應(兌),因此,一個頻帶很寬的放大電路,同時也是一個很好的方波信號放大電路,在實用上常用一定頻率的方波信號去測試寬頻帶放大電路的頻率響應,如它的方波響應很好,則說明它的頻帶較寬。根據式(4.8.3),如測得上升時間莎r=0・35us,則放大電路的通頻帶為1M Hz。

但是,穩態分析法在放大電路的分析中仍占主導地位,這是因為:

任何周期性的信號都可分解為一系列的正弦波,因此放大電路的主要著重點是正弦信號,放大電路的技術指標之一常用頻率響應來給定,例如頻帶寬度;

關于電路分析和綜合,在頻域中比在時域中一般要成熟得多,所以網絡(含有源網絡)的設計常常在頻率響應的基礎上進行;

在瞬態計算極其復雜時,往往可根據穩態響應的研究來間接地對電路的瞬態響應得到一個定性的了解;

在反饋放大電路中,消除自激的補償網絡也是以頻率響應為基礎的(見7.8.2節)。

當一階躍信號加人放大電路的輸人端時,若其響應信號的上升時間很短,意味著該放大電路的高頻響應好,這種說法科學嗎?

同前題,若輸出信號的平頂降落很小,表示放大電路的低頻響應好,試從電路的工作原理來理解。

BJT的大信號SPICE模型如圖4.9.1所示。其中氣、氣和、分別為基區、發射區和集電區體電阻。Cbc和C氏分別為發射結和集電結電容,它們都包含了擴散電容和勢壘電容,且為非線性電容。Ccs為集成電路中BJT集電極-襯底之間的電容。受控電流源ib和ic受vbE和vbc控制,當發射結正偏,集電結反偏,且vbc>>7r,則它們有如下關系①(設發射系數刀為1):

其中,卩F是正向電流放大系數(即卩);卩R是反向電流放大系數(倒置放大時電流放大系數),一般遠小于1。

B刀的小信號SPICE模型采用附加了氣和εcs的混合Π模型。

實際上,BJT的SPICE模型中的參數是比較復雜的,許多參數都與管子的工作狀態有關。如C阮和Cbc,模型參數中只給出了零偏壓時的電容值。BJT工作時,電容的值由相應的公式計算出,且公式中還涉及其他參數,所以BJT的SPICE模型參數超過了翎個,表4.9.1列出了部分常用的主要參數。關于參數計算公式的分析已超出本書的范圍,讀者可參閱半導體器件和集成電路設計的相關文獻。

圖49.1 BJT的大信號sPICE模型,雙極結型三極管及放大宅路基礎,表4.9.1 BJT的sPICE模型部分常用主要參數

例SPE4.9.1 共射極放大電路分別如圖4.4.1和圖4,3.7所示。設兩圖中BJT均為NPN型硅管,型號為2N39⒄,卩=50。圖4.4.1中電路參數:Rc=3.3kΩ, 盡e=1.3kΩ, Rb1=33kΩ, R匣=10kΩ, RL=5,1kΩ, C"=Cm=10uF,C。=50uF(Rc的旁路電容),ycc=12Ⅴ。試用SPICE程序分析:

分別求兩電路的o點;

作溫度特性分析,觀察當溫度在-30℃~+70℃范圍內變化時,比較兩電跨BJT的集電極電流Jc的相對變化量。

解:設置靜態工作'點分析,對于圖4,⒋1(BJT為T)得到:幾Q=u・1uA,JcQ-1.4mA,‰EQ=5・52Ⅴ。對于圖4.3.7(BJT為T2)得到:J:Q=37.74uA,fcQ=1.6mA,/cEQ=5.6Ⅴ。

設置直流掃描分析,對溫度進行掃描,得兩管fcQ隨溫度變化的曲線如圖4.9.2所示。由圖中看出,基極分壓式射極偏置電路(圖4.4.1)的溫度穩定性大大優于固定偏置電路(圖4.3.7)。

圖4.9,2 圖441電路和圖4.37電路的集電極電流JcQ隨溫度變化的曲線例sPE4.9.2 電路如圖4,4.1所示。設信號源內阻Rs=0,BJT的型號為2N39∝,卩=80,rbv(rb)=100Ω,其他參數與例叩E4.9.1相同。試分析電壓增益的幅頻響應和相頻響應,并求fl和fh。