摘要：分析無線直接變頻發射機中的邊帶和本振泄漏問題，導出調制信號和本振信號的幅度和相位不平衡度與該發射機的邊帶和本振抑制能力之間的定量關系，并用MATLAB軟件進行了仿真，最后，基于最新的AD8439型直接正交上變頻器，介紹直接變頻發射機優化設計的具體措施，并給出實驗結果。
關鍵詞：直接變頻 幅相不平衡 發射機AD8349
引言
無線發射機的體系結構長期由超外差式所主載。隨著半導體工藝技術的進步和對移動通信設備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調制的直接正交上變頻技術DQUC（direct quadrature up-conversion）得到了迅速發展。它能夠直接將基帶信號搬移到射載頻并消除無用的邊帶信號，以實現單邊帶調制。其突出優點是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時放寬了對變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發射機的體積、重量、功耗和成本。但這項技術也存在很多缺點，如正交調制信號和正交本振信號相位和幅度的不平衡，對直流偏移失真非常敏感等，因此導致嚴重的邊帶和本振泄漏。

1 DQUC的邊帶和本振信號泄漏分析
典型的DQUC無線發射機的功能框圖如圖1所示，其中I（t）和Q(t)是正交基帶調制信號，fLO是射頻本振信號，fRF(t)是已調射頻信號。電路工作時，fLO先經分相器移相產生正交本振信號fLO_I(t)和fLO_Q(t)，然后分別與正交基帶信號I（t）和Q(t)相乘后作代數（加或減）運算，低消無用邊帶信號，輸出想要的邊帶信號fRF(t)，從而實現單邊帶調制。
理想情況下，正交調制信號I（t）,Q(t)是正交本振信號fLD_I(t),fLD_Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問題。但在實際情況下，I(t)、Q(t)和fLO_I(t),fLO_Q(t)信號總是存在幅度和相位的平衡及直流偏移誤差。為了便于分析問題，假設實際的I（t）,Q(t)和fLD(t),fLO_Q(t)信號分別為

式中，G，ψ，D分別為I（t）和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差；A，θ，E分別為fLO_I(t)與fLD_O(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。理想情況下，A=G=1；ψ=θ；D=E=0。
DQUC的輸出信號fo(t)可表示為

是泄漏的下邊帶無用信號fLSB(t),Dacos(ωct+θ)是泄漏的本振信號，Egcos(ωt+θ)+是輸出的低頻分量，通過BPF濾除。顯然，fRF(t)主要包括fHSB(t)、fLSB(t)和Dacos(ωct+θ)。下面著重對邊帶與本振泄漏問題進行討論。
2 無用邊帶和本振泄漏
由上文中的fo(t)公式可知，泄漏的無用邊帶信號fLSR(t)為

可調節A值，使AG→1，則有

泄漏的本振信號fc(t)為
fc(t)=DAcos(ωct+θ)≈Dcos(ωct+θ) (7)
顯然，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號存在的直流偏移引起的。因此，在電路設計時，I(t)和Q(t)信號傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號的泄漏。當然，電路中的EMC和CMI如果未得到很好的解決，也會引起較嚴重的本振泄漏。
3 DQUC的邊帶抑制能力
DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比（PSPR）來定量表示，也就是楊要的邊帶信號功率和需要抑制的無用邊帶信號功率的比值，即

考慮到正交本振信號是由正交調制器內部的分相網絡產生的，其正交相位差ψ很小，近似等于0，所以，上式可以簡化為

用MATLAB軟件對上式進行計算分析，可以得出PSPR，AG和ψ→1，正交相位誤差ψ→0，即幅度和相位趨向平衡時，PSPR很大，當AG逐漸偏離1，ψ逐漸偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時，PSPR急劇下降；當AG→0.9, ψ→10°時，PSPR僅有二十幾個dB，邊帶泄漏已非常嚴重。顯然，DQUC對正交調制信號（包括正交本振信號）幅度和相位平衡度的要求非常嚴格。
在實際電路中，AG的調節較為方便，通過嚴格地調制可以使AG→1。但由于現有集成電路工藝水平的限制和電路布線、布局的影響，把正交相位誤差限制在±2°以內已非常困難。即在實際電路優化設計時，保證PSPR≥35dB比較困難。

4 直接變頻發射機設計
直接變頻發射機的結構如圖3所示。直接變頻發射機直接正交上變頻調制器、高穩定度本振和功率放大器三部分組成。圖中的I[9：0]和Q[9：0]是二路正交數字基帶信號，經過高速雙通道TxDACAD9763變為模擬I/O信號。模擬I/O信號分別通過脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波后送入