儀表放大器通常工作在噪聲嘈雜的環境中。傳感器端的線纜可能會拾取大量的rf輻射，尤其是當線纜很長或者沒有屏蔽措施。當輸入儀表放大器時，rf ac共模電壓可能導致產生dc整流和由此引發的儀表放大器輸出工作點漂移。

　　本文比較了傳統的和一種新的解決方案。新方案使用一種平衡式多層陶瓷電容(mlcc)來提高共模抑制和防止儀表放大器(in-amps)中的dc整流。

傳統解決方案

　　傳統共模濾波方法包括由電容和共模扼流器組成的低通濾波器。理想rf干擾抑制濾波器的特性如下：

　　1. 在信號通頻帶中沒有插入衰減或者相位失真。

　　2. 在信號通頻帶外插入無限衰減。

　　3. 極佳的平衡性，不會導致任何的共模噪聲到差分信號的轉換，反之亦然。

　　選擇濾波器時，如果使用電容，那么介質材料是需要認真考慮的。例如，x7r型的介質材料內部的顫噪(壓電)效應會產生有害的信號失真。為了保持信號保真度，放大器生產商通常指定使用高質量的塑料薄膜電容。

　　通常的起點是簡單地使用一對電容作為低通濾波器；每個電容分別接入到差分輸入線路兩端。每只引腳上的電容濾波器抑制高于截止頻率的rf干擾。 共模和差分通頻帶簡化為：

　　但是，r1a/c1a之間、r1b/c1b之間不匹配會導致在濾波器截止頻率附近響應不相等。該不匹配會將

　　大量共模噪聲轉化為差分噪聲。此濾波器電路的模式轉化能夠輕易地將標明為80-140db cmrr(共模抑制比)的高質量儀表放大器的cmrr減少到30db或者更少。此問題的傳統解決方案是在2個‘y’電容之間連接1個大容量的‘x’跨接電容。大容量的‘x’電容有效地短接了信號輸出(sig_out)節點，從而補償了r1a/c1和ar1b/c1b在共模截止頻率附近不同響應(圖2和圖3)。

圖1：‘y’共模rfi濾波器。

圖2：‘x’+2‘y’共模rfi濾波器。

　　如50~150ω傳輸接口。與扼流器實際生產精度和pcb應用一樣，高負載阻抗會引入有限的衰減。進一步需要關注的問題是高q容性負載。相應的濾波器能夠在截止頻率附近保持很強的峰值，這能夠產生噪聲增益(圖4，如圖4所示)。

圖3：信號vs. rfi濾波: 4khz=>“x”+2“y”, 220pf“y.” 。

　　‘x’并聯電容有兩種效應：

　　1. 想要得到的共模平衡效應；

　　2. 不希望得到的差分信號被過濾的副效應。

　　為了減少失衡效應，需要c2>>c1。差分信號極點應為：

　　兩個r1x/c1x網絡之間的不匹配越大，所要求的 c2和c1之間的比值越大，因此更多的差分信號帶寬以rfi濾波的名義損失了。當電阻精度為0.1%或者更好，是容易獲得的，典型地，高質量的薄膜電容的容值精度限制在+/2%的。另外，來自電路板結構的任何不匹配，制造精度，或者殘留物都能夠破壞高精度元器件帶來的價值。

共模扼流器

　　作為rc低通濾波器的替代方案，使用一個共模(cm)扼流器。在基于cm扼流器濾波器內部，扼流器在每只引腳上引入了串聯感抗。各自電感之間的耦合抵消了來自差分電流的通量并且增加了來自共模電流的通量。理想共模扼流器，線圈之間完全匹配和耦合，對差分信號完全透明，而且對共模噪聲表現出非常高的阻抗。

　　cm扼流器的主要優點是信號通頻帶能夠延伸到cm抑制帶。為了達到這種效果，源和負載必須同時是低阻抗如50-150歐姆(ohm)傳輸接口。與扼流器實際生產精度和pcb應用一樣，高負載阻抗會引入有限的衰減。進一步需要關注的問題是高q容性負載。相應的濾波器能夠在截止頻率附近保持很強的峰值，這能夠產生噪聲增益(如圖4所示)。

一種平衡式mlcc的解決方案

　　1個x2y電容是一種平衡的mlcc解決方案，其內部有三條不同的電信號通道，有四個外部連接端口(圖5)。

　　g1和g2端口內部