| 本文先簡單的介紹了電流模式和電壓模式的工作原理和這兩種工作模式它們各自的優缺點；然后探討了理想的電壓模式利用輸出電容esr取樣加入平均電流模式和通過輸入電壓前饋加入電流模式的工作過程。也討論了電流模式在輸出輕載或無負載時，在使用大的電感或在占比大于0.5加入斜坡補償后，系統會從電流模式進入電壓模式工作過程。
目前，電壓模式和電流模式是開關電源系統中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態響應快、穩定性好和反饋環容易設計的優點，其原因在于電流取樣信號參與反饋，抵消了由電感產生的雙極點中的一個極點，從而形成單階的系統；但正因為有了電流取樣信號，系統容易受到電流噪聲的干擾而誤動作。電壓模式由于沒有電流取樣信號參與反饋，系統也就不容易受到電流噪聲的干擾。
然而，在實際的應用中，通常看似為電壓模式的開關電源系統，即系統沒有使用電流取樣電阻檢測電流信號，但也會采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，從而提高系統動態響，如：利用輸出電容esr取樣加入平均電流模式，通過輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面，看似為電流模式的開關電源系統，在輸出輕載或無負載時，系統會從電流模式進入電壓模式。在使用大的電感時，或在占比大于0.5加入斜坡補償后，系統會從電流模式向電壓模式過渡。本文將討論這些問題，從而幫助工程師在遇到系統不穩定的時候從理論上分析，找到解決問題的辦法。
1 電壓模式的工作原理
反饋環路只有一個電壓環，電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端vfb，反饋環節連接到vfb和電壓誤差放大器的輸出端vc。輸出電壓微小的變化反映到vfb管腳，vfb管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大，然后輸出，輸出值為vc。
電壓誤差放大器輸出連接到pwm比較器的同相端，pwm比較器的反相端輸入信號為斜波發生器的輸出的連續鋸齒波，由時鐘同步信號產生。
每一個開關周期開始時，pwm比較器的反相端電壓為0，pwm比較器輸出為高電平，高端的主mosfet導通，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升；pwm比較器的反相端電壓所加的電壓為時鐘同步信號產生的鋸齒波，電壓從0開始上升。
當pwm比較器的反相端電壓增加到等于電壓誤差放大器輸出電壓vc時，pwm比較器輸出從高電平翻轉，輸出低電平，高端的主mosfet關閉，低端的同步mosfet或續流二極管導通，電感所加的電壓為負，電感去磁，電流線性下降。下一個開關周期開始的時鐘同步信號到來時，主mosfet又導通，如此反復。
從電壓模式工作原理可以看到，系統沒有內置的限流功能保護電路，同時對輸入和輸出的瞬變響應緩慢。為了提高系統的可靠性，需要外加限流保護電路，注意到限流保護電路只起限流的作用，并不參與系統的內部的反饋調節。
電壓模式為單反饋環控制系統，環路增益是輸出電容esr的函數,因此反饋補償設計比較復雜，需要更多額外的器件仔細設計補償環路，來優化負載瞬態響應。另外，需要電解電容或鉭電容穩定控制回路以維持良好的高頻響應；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時輸出電壓的波動也更大。同時，由于環路的增益是輸入電壓的函數,需要輸入電壓前饋。用于限流控制的電流檢測緩慢不準確。如果多個電源和多個并聯相位操作,需要外部電路進行均流控制。另一方面，由于電流信號不參與反饋，系統不會受到電流噪聲的干擾。
電壓模式的反饋設計通常取穿越頻率為1/5-1/10的開關頻率。環路補償采用iii類補償網絡：3個極點和2個零點 [1]。2個零點安排在l-c諧振雙極點附近，以抵消雙極點產生的相位延遲；低頻積分電路用以提高的低頻直流增益；2個高頻極點以產年高頻噪聲衰減，保證在0db穿越頻率以上環路增益保持下降。
2 電流模式的工作原理
在電流模式的結構中，反饋有二個環路：一個電壓外環，另一個是電流的內環。電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端vfb，反饋環節連接到vfb和電壓誤差放大器的輸出端ith。若電壓型放大器是跨導型放大器，則反饋環節連接到電壓誤差放大器的輸出端ith和地。目前，在高頻dc/dc的應用中，跨導型放
| 本文先簡單的介紹了電流模式和電壓模式的工作原理和這兩種工作模式它們各自的優缺點；然后探討了理想的電壓模式利用輸出電容esr取樣加入平均電流模式和通過輸入電壓前饋加入電流模式的工作過程。也討論了電流模式在輸出輕載或無負載時，在使用大的電感或在占比大于0.5加入斜坡補償后，系統會從電流模式進入電壓模式工作過程。
目前，電壓模式和電流模式是開關電源系統中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態響應快、穩定性好和反饋環容易設計的優點，其原因在于電流取樣信號參與反饋，抵消了由電感產生的雙極點中的一個極點，從而形成單階的系統；但正因為有了電流取樣信號，系統容易受到電流噪聲的干擾而誤動作。電壓模式由于沒有電流取樣信號參與反饋，系統也就不容易受到電流噪聲的干擾。
然而，在實際的應用中，通常看似為電壓模式的開關電源系統，即系統沒有使用電流取樣電阻檢測電流信號，但也會采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，從而提高系統動態響，如：利用輸出電容esr取樣加入平均電流模式，通過輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面，看似為電流模式的開關電源系統，在輸出輕載或無負載時，系統會從電流模式進入電壓模式。在使用大的電感時，或在占比大于0.5加入斜坡補償后，系統會從電流模式向電壓模式過渡。本文將討論這些問題，從而幫助工程師在遇到系統不穩定的時候從理論上分析，找到解決問題的辦法。
1 電壓模式的工作原理
反饋環路只有一個電壓環，電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端vfb，反饋環節連接到vfb和電壓誤差放大器的輸出端vc。輸出電壓微小的變化反映到vfb管腳，vfb管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大，然后輸出，輸出值為vc。
電壓誤差放大器輸出連接到pwm比較器的同相端，pwm比較器的反相端輸入信號為斜波發生器的輸出的連續鋸齒波，由時鐘同步信號產生。
每一個開關周期開始時，pwm比較器的反相端電壓為0，pwm比較器輸出為高電平，高端的主mosfet導通，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升；pwm比較器的反相端電壓所加的電壓為時鐘同步信號產生的鋸齒波，電壓從0開始上升。
當pwm比較器的反相端電壓增加到等于電壓誤差放大器輸出電壓vc時，pwm比較器輸出從高電平翻轉，輸出低電平，高端的主mosfet關閉，低端的同步mosfet或續流二極管導通，電感所加的電壓為負，電感去磁，電流線性下降。下一個開關周期開始的時鐘同步信號到來時，主mosfet又導通，如此反復。
從電壓模式工作原理可以看到，系統沒有內置的限流功能保護電路，同時對輸入和輸出的瞬變響應緩慢。為了提高系統的可靠性，需要外加限流保護電路，注意到限流保護電路只起限流的作用，并不參與系統的內部的反饋調節。
電壓模式為單反饋環控制系統，環路增益是輸出電容esr的函數,因此反饋補償設計比較復雜，需要更多額外的器件仔細設計補償環路，來優化負載瞬態響應。另外，需要電解電容或鉭電容穩定控制回路以維持良好的高頻響應；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時輸出電壓的波動也更大。同時，由于環路的增益是輸入電壓的函數,需要輸入電壓前饋。用于限流控制的電流檢測緩慢不準確。如果多個電源和多個并聯相位操作,需要外部電路進行均流控制。另一方面，由于電流信號不參與反饋，系統不會受到電流噪聲的干擾。
電壓模式的反饋設計通常取穿越頻率為1/5-1/10的開關頻率。環路補償采用iii類補償網絡：3個極點和2個零點 [1]。2個零點安排在l-c諧振雙極點附近，以抵消雙極點產生的相位延遲；低頻積分電路用以提高的低頻直流增益；2個高頻極點以產年高頻噪聲衰減，保證在0db穿越頻率以上環路增益保持下降。
2 電流模式的工作原理
在電流模式的結構中，反饋有二個環路：一個電壓外環，另一個是電流的內環。電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端vfb，反饋環節連接到vfb和電壓誤差放大器的輸出端ith。若電壓型放大器是跨導型放大器，則反饋環節連接到電壓誤差放大器的輸出端ith和地。目前，在高頻dc/dc的應用中，跨導型放
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