摘要：介紹了一種有源箝位Flyback變換器ZVS實現方法，并對其軟開關參數重新設計。該方案不但能實現主輔開關管的ZVS，限制輸出整流二極管關斷時的di/dt，減小整流二極管的開關損耗，同時也有效地降低了開關管的電壓應力。

    關鍵詞：零電壓開關；電流反向；有源箝位

　　引言

　　Flyback變換器由于其電路簡單，在小功率場合被普遍采用。但是，由于變壓器漏感的存在，引起開關管上過高的電壓應力。普通的RCD嵌位Flyback變換器其漏感能量消耗在嵌位電阻R上，開關管上電壓應力的大小取決于消耗在嵌位電阻上能量的大小。消耗在嵌位電阻上的能量越多，開關管的電壓應力就越低，但也影響了整個變換器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback變換器總存在著開關管電壓應力與整個變換器效率之間的矛盾。

　　輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是開關器件的開關損耗，于是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。

　　本文介紹的一種有源嵌位Flyback軟開關電路，不但能實現ZVS，而且也解決了前述的普通RCD嵌位Flyback變換器中存在的問題。

    1 工作原理

　　電路如圖1所示，其兩個開關S1及S2互補導通，中間有一定的死區以防止共態導通。變壓器激磁電感Lm設計得較大，使電路工作在電流連續模式（CCM），如圖2的iLm波形所示。而電感Lr設計得較小（Lr�頛m），使流過Lr的電流在一個周期內可以反向，如圖2的iLr波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為8個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。其工作原理如下。

　　1）階段1〔t0，t1〕該階段S1導通，Lm與Lr串聯承受輸入電壓，流過Lm及Lr的電流線性上升。

　　V2=Vin(Lin/Lm+Lr)    （1）
　　由于Lr�頛m，所以式（1）可簡化為
　　V2≈Vin    (2)

　　2）階段2〔t1，t2〕t1時刻S1關斷，Lm及Lr上的電流給S1的輸出結電容Cr1充電，同時使S2的輸出結電容Cr2放電。t2時刻S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。

    3）階段3〔t2，t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態。Lr和Lm串聯與嵌位電容Cclamp諧振，Cclamp上電壓vc緩慢上升，v2上電壓也緩慢上升。

　　v2=(Lm/Lm+Lr)vc    （3）

　　4）階段4〔t3，t4〕t3時刻S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S2。此時間段依然維持Lr和Lm串聯與嵌位電容Cclamp諧振，v2緩慢上升。

　　5）階段5〔t4，t5〕t4時刻v2上升到一定的電壓使副邊二極管D導通，v2被嵌位在－NVo。Lr與Cclamp諧振。在保證t5時刻Lr電流反向的情況下，其諧振周期應該滿足

式中：toff為主開關管S1一個周期內的關斷時間。

t5時刻S2關斷，該階段結束。

　　6）階段6〔t5，t6〕t5時刻Lr上的電流方向為負，此電流一部分使S1的輸出結電容Cr1放電，另一部分對S2的輸出結電容Cr2充電。t6時刻S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。

　　7）階段7〔t6，t7〕當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就為S1的零電壓導通創造了條件。此時，Lr上的承受電壓v1為

　　v1=Vin＋NVo   （5）

　　Lr上電流快速上升。流過副邊整流二極管D電流iD則快速下降。

　　diD/dt=－N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)    （6）

　　考慮到Lr�頛m，式（6）可簡化為

　　diD/dt=－N(Vin+NVo)/Lr    （7）

　　8）階段8〔t7，t8〕t7時刻S1的門極變為高電平，S1零電壓開通，流過寄生二極管的電流流經S1。t8時刻副邊整流二極管D電流下降到零，D自然關斷，電路開始進入下一個周期。

　　可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2實現了零電壓開通，二極管D自然關斷。

　　2 軟開關的參數設計

　　假定電路工作在CCM狀態。由于S2的軟開關實現是Lr與Lm聯合對Cr1及Cr2充?電，而S1的軟開關實現是單獨的Lr對Cr1及Cr2充放電。因此，S2的軟開關實現比較容易，而S1的軟開關實現相對來說要難得多。所以，在參數設計中，關鍵是要考慮S1的軟開關條件。