輸出級的陰極反饋、或輸入電容對驅動級形成的負載效應
發布時間:2013/7/21 12:07:17 訪問次數:1099
盡管失真情況似乎還令人滿意，但驅動級僅有lOdB的過載能力。由于輸出級的陰極反饋、或輸入電容對驅動級形成的負載效應（特別是進入B類工作時）、又或者輸出變壓器初級繞組電感量的不足，DS90LV027ATMX輸出級的增益開始下降；為了試圖作矯正，大環路負反饋會迫使驅動級輸出更高的電壓，所超出的部分已到達lOdB的邊界，從而令失真上升。
就這個驅動級電路的設計來說，其目標是讓整個放大器在即使施加有30dB負反饋的情況下，仍成為高靈敏度的放大器；但這種設計，需在其他因素方面作出犧牲。威廉遜放大器為了提高線性，犧牲了穩定性，而Mullard獲得了穩定性，卻又犧牲了線性。
輸出級是一對EL34，接成Blumlein接法。為了盡量減小失真，抽頭位置為43%。與威廉遜放大器不同，這里沒有設偏置平衡調整，或許可算是設計上的退步。
如果要設偏置平衡調整，就要將兩只輸出管的陰極連在一起，并通過局部改變柵極偏置電壓，來提供平衡調整。由于輸出管的偏置是由微調電阻設定，偏置電流不能實現自穩定，所以，隨著使用時間的增加，以后又需再次作偏置設定。簡而言之，如果輸出級設有偏置平衡調整，那么，在使用功放的時候，每隔一段時間就需要調整一T。
Mullard 5-20放大器與上一段所述不同。在輸出級中，兩只輸出管分別設有自己的陰極偏置電阻，利用這只電阻的自偏置作用，穩定陽極電流，并讓兩管的陽極電流基本達到平衡。由于沒有專門的平衡調整電路，所以，不能通過即時的調整，來降低變壓器鐵芯所產生的失真，但是，在實際應用中，其工作效果甚佳。
輸出管設陰極偏置電阻之后，會帶來一個缺點。也就是說，輸出管在這只電阻上形成了負反饋，造成輸出電阻的升高。雖然可以對輸出變壓器作重新設計，以保持與負載的匹配，但是，由于初級繞組與次級繞組的匝數比需增大，要制作出高品質的輸出變壓器，難度也增大。因此，必須設電容來旁路這只電阻，然而，真正成問題的狀況現在開始出現了。
電容對AC呈短路作用，可以防止陰極偏置電阻形成反饋。但在很低的頻率上，它的電抗增大，不再呈現短路作用，于是，就形成了反饋。輸出級本來是與負載匹配的，可這里的反饋造成了失配，導致失真陡增、輸出功率下降。要解決問題，最明顯的應對辦法是，使用容量足夠大的電容，令這里得到的截止頻率，能保證低于我們感興趣的所有頻率；這個截止頻率可以取1Hz。還應記得，電容看到的電阻不是Rk，而是Rk與輸出管rk的并聯。我佃很快就可以計算出所需的電容取值。
對于五極管來說，rk=l/gm。典型情況下，輸出五極管在其工作點上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。與其并聯的陰極偏置電阻Rk≈300Q，并聯后的總電阻為75Q。為得到1Hz的截止頻率，我們要使用2 000yF的電容。
在Mullard 5-20放大器設計生產的年代，還沒有2 000VF 50V的電容供應，所以，該機電路就沒有用上大電容。現在，這么大的電容已有供應，但由于以下兩個原因，你或許更愿意使用容量偏小一些的電容。
·與容量相比，2 000ptF電容自身的電感量較大。因此，會在高頻上形成反饋。不過，我們可以選用那些供開關電源用的低電感電容，再并聯一只小電容。
就這個驅動級電路的設計來說，其目標是讓整個放大器在即使施加有30dB負反饋的情況下，仍成為高靈敏度的放大器；但這種設計，需在其他因素方面作出犧牲。威廉遜放大器為了提高線性，犧牲了穩定性，而Mullard獲得了穩定性，卻又犧牲了線性。
輸出級是一對EL34，接成Blumlein接法。為了盡量減小失真，抽頭位置為43%。與威廉遜放大器不同，這里沒有設偏置平衡調整，或許可算是設計上的退步。
如果要設偏置平衡調整，就要將兩只輸出管的陰極連在一起，并通過局部改變柵極偏置電壓，來提供平衡調整。由于輸出管的偏置是由微調電阻設定，偏置電流不能實現自穩定，所以，隨著使用時間的增加，以后又需再次作偏置設定。簡而言之，如果輸出級設有偏置平衡調整，那么，在使用功放的時候，每隔一段時間就需要調整一T。
Mullard 5-20放大器與上一段所述不同。在輸出級中，兩只輸出管分別設有自己的陰極偏置電阻，利用這只電阻的自偏置作用，穩定陽極電流，并讓兩管的陽極電流基本達到平衡。由于沒有專門的平衡調整電路，所以，不能通過即時的調整，來降低變壓器鐵芯所產生的失真，但是，在實際應用中，其工作效果甚佳。
輸出管設陰極偏置電阻之后，會帶來一個缺點。也就是說，輸出管在這只電阻上形成了負反饋，造成輸出電阻的升高。雖然可以對輸出變壓器作重新設計，以保持與負載的匹配，但是，由于初級繞組與次級繞組的匝數比需增大，要制作出高品質的輸出變壓器，難度也增大。因此，必須設電容來旁路這只電阻，然而，真正成問題的狀況現在開始出現了。
電容對AC呈短路作用，可以防止陰極偏置電阻形成反饋。但在很低的頻率上，它的電抗增大，不再呈現短路作用，于是，就形成了反饋。輸出級本來是與負載匹配的，可這里的反饋造成了失配，導致失真陡增、輸出功率下降。要解決問題，最明顯的應對辦法是，使用容量足夠大的電容，令這里得到的截止頻率，能保證低于我們感興趣的所有頻率；這個截止頻率可以取1Hz。還應記得，電容看到的電阻不是Rk，而是Rk與輸出管rk的并聯。我佃很快就可以計算出所需的電容取值。
對于五極管來說，rk=l/gm。典型情況下，輸出五極管在其工作點上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。與其并聯的陰極偏置電阻Rk≈300Q，并聯后的總電阻為75Q。為得到1Hz的截止頻率，我們要使用2 000yF的電容。
在Mullard 5-20放大器設計生產的年代，還沒有2 000VF 50V的電容供應，所以，該機電路就沒有用上大電容。現在，這么大的電容已有供應，但由于以下兩個原因，你或許更愿意使用容量偏小一些的電容。
·與容量相比，2 000ptF電容自身的電感量較大。因此，會在高頻上形成反饋。不過，我們可以選用那些供開關電源用的低電感電容，再并聯一只小電容。
盡管失真情況似乎還令人滿意，但驅動級僅有lOdB的過載能力。由于輸出級的陰極反饋、或輸入電容對驅動級形成的負載效應（特別是進入B類工作時）、又或者輸出變壓器初級繞組電感量的不足，DS90LV027ATMX輸出級的增益開始下降；為了試圖作矯正，大環路負反饋會迫使驅動級輸出更高的電壓，所超出的部分已到達lOdB的邊界，從而令失真上升。
就這個驅動級電路的設計來說，其目標是讓整個放大器在即使施加有30dB負反饋的情況下，仍成為高靈敏度的放大器；但這種設計，需在其他因素方面作出犧牲。威廉遜放大器為了提高線性，犧牲了穩定性，而Mullard獲得了穩定性，卻又犧牲了線性。
輸出級是一對EL34，接成Blumlein接法。為了盡量減小失真，抽頭位置為43%。與威廉遜放大器不同，這里沒有設偏置平衡調整，或許可算是設計上的退步。
如果要設偏置平衡調整，就要將兩只輸出管的陰極連在一起，并通過局部改變柵極偏置電壓，來提供平衡調整。由于輸出管的偏置是由微調電阻設定，偏置電流不能實現自穩定，所以，隨著使用時間的增加，以后又需再次作偏置設定。簡而言之，如果輸出級設有偏置平衡調整，那么，在使用功放的時候，每隔一段時間就需要調整一T。
Mullard 5-20放大器與上一段所述不同。在輸出級中，兩只輸出管分別設有自己的陰極偏置電阻，利用這只電阻的自偏置作用，穩定陽極電流，并讓兩管的陽極電流基本達到平衡。由于沒有專門的平衡調整電路，所以，不能通過即時的調整，來降低變壓器鐵芯所產生的失真，但是，在實際應用中，其工作效果甚佳。
輸出管設陰極偏置電阻之后，會帶來一個缺點。也就是說，輸出管在這只電阻上形成了負反饋，造成輸出電阻的升高。雖然可以對輸出變壓器作重新設計，以保持與負載的匹配，但是，由于初級繞組與次級繞組的匝數比需增大，要制作出高品質的輸出變壓器，難度也增大。因此，必須設電容來旁路這只電阻，然而，真正成問題的狀況現在開始出現了。
電容對AC呈短路作用，可以防止陰極偏置電阻形成反饋。但在很低的頻率上，它的電抗增大，不再呈現短路作用，于是，就形成了反饋。輸出級本來是與負載匹配的，可這里的反饋造成了失配，導致失真陡增、輸出功率下降。要解決問題，最明顯的應對辦法是，使用容量足夠大的電容，令這里得到的截止頻率，能保證低于我們感興趣的所有頻率；這個截止頻率可以取1Hz。還應記得，電容看到的電阻不是Rk，而是Rk與輸出管rk的并聯。我佃很快就可以計算出所需的電容取值。
對于五極管來說，rk=l/gm。典型情況下，輸出五極管在其工作點上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。與其并聯的陰極偏置電阻Rk≈300Q，并聯后的總電阻為75Q。為得到1Hz的截止頻率，我們要使用2 000yF的電容。
在Mullard 5-20放大器設計生產的年代，還沒有2 000VF 50V的電容供應，所以，該機電路就沒有用上大電容。現在，這么大的電容已有供應，但由于以下兩個原因，你或許更愿意使用容量偏小一些的電容。
·與容量相比，2 000ptF電容自身的電感量較大。因此，會在高頻上形成反饋。不過，我們可以選用那些供開關電源用的低電感電容，再并聯一只小電容。
就這個驅動級電路的設計來說，其目標是讓整個放大器在即使施加有30dB負反饋的情況下，仍成為高靈敏度的放大器；但這種設計，需在其他因素方面作出犧牲。威廉遜放大器為了提高線性，犧牲了穩定性，而Mullard獲得了穩定性，卻又犧牲了線性。
輸出級是一對EL34，接成Blumlein接法。為了盡量減小失真，抽頭位置為43%。與威廉遜放大器不同，這里沒有設偏置平衡調整，或許可算是設計上的退步。
如果要設偏置平衡調整，就要將兩只輸出管的陰極連在一起，并通過局部改變柵極偏置電壓，來提供平衡調整。由于輸出管的偏置是由微調電阻設定，偏置電流不能實現自穩定，所以，隨著使用時間的增加，以后又需再次作偏置設定。簡而言之，如果輸出級設有偏置平衡調整，那么，在使用功放的時候，每隔一段時間就需要調整一T。
Mullard 5-20放大器與上一段所述不同。在輸出級中，兩只輸出管分別設有自己的陰極偏置電阻，利用這只電阻的自偏置作用，穩定陽極電流，并讓兩管的陽極電流基本達到平衡。由于沒有專門的平衡調整電路，所以，不能通過即時的調整，來降低變壓器鐵芯所產生的失真，但是，在實際應用中，其工作效果甚佳。
輸出管設陰極偏置電阻之后，會帶來一個缺點。也就是說，輸出管在這只電阻上形成了負反饋，造成輸出電阻的升高。雖然可以對輸出變壓器作重新設計，以保持與負載的匹配，但是，由于初級繞組與次級繞組的匝數比需增大，要制作出高品質的輸出變壓器，難度也增大。因此，必須設電容來旁路這只電阻，然而，真正成問題的狀況現在開始出現了。
電容對AC呈短路作用，可以防止陰極偏置電阻形成反饋。但在很低的頻率上，它的電抗增大，不再呈現短路作用，于是，就形成了反饋。輸出級本來是與負載匹配的，可這里的反饋造成了失配，導致失真陡增、輸出功率下降。要解決問題，最明顯的應對辦法是，使用容量足夠大的電容，令這里得到的截止頻率，能保證低于我們感興趣的所有頻率；這個截止頻率可以取1Hz。還應記得，電容看到的電阻不是Rk，而是Rk與輸出管rk的并聯。我佃很快就可以計算出所需的電容取值。
對于五極管來說，rk=l/gm。典型情況下，輸出五極管在其工作點上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。與其并聯的陰極偏置電阻Rk≈300Q，并聯后的總電阻為75Q。為得到1Hz的截止頻率，我們要使用2 000yF的電容。
在Mullard 5-20放大器設計生產的年代，還沒有2 000VF 50V的電容供應，所以，該機電路就沒有用上大電容。現在，這么大的電容已有供應，但由于以下兩個原因，你或許更愿意使用容量偏小一些的電容。
·與容量相比，2 000ptF電容自身的電感量較大。因此，會在高頻上形成反饋。不過，我們可以選用那些供開關電源用的低電感電容，再并聯一只小電容。
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