HMC318MS8GETR小信號模型分析,如果輸人信號很小,場效應管了作在飽和區時,和BJT一樣,將場效應管也看成一個雙口網絡,柵極與源極看成入口,漏極與源極看成出口。以N溝道增強型MOs管為例,柵極電流為零,柵源之間只有電壓vcs存在。設在飽和區內,可近似看成JD不隨v Ds變化,工作在飽和區的漏極電流則可由式(5.1.6)得

fD=Kn(%s-h)2

=Kn(7GsQ+ugs-vt)2

=Kn[(ycsQ-yT)+tgs]2

=Ku(/csQ-/T)2+2kn(ycsQ-h)vgs+Knugs2    (5.2.7)

式中第一項為直流或靜態工作點電流JDQ=Kn(yGsQ-h)2。

第二項是漏極信號電流jd=2kn(vgssQ-yr)ugs,它同vgs是線性關系。考慮到在工作點Q處有vcs=vgsQ,同時根據式(5,1.18),gm=2Kn(vgsQ-vt),因此有id=2Kn(ycsQ-/r)v gs=grnvgs       (5.2.8)

第三項與輸人信號電壓的平方成正比,當vi=vgs為正弦時,平方項將使輸出電壓產生諧波或非線性失真。我們要求上式中第三項必須遠小于第二項,即

2gs<<2(7GsQ-vt)        (5.2.9)

式(5.2.9)就是線性放大器必須滿足的小信號條件。

忽略式(5.2.7)中的vgs2項,可得

jD=Kn(ycsQ-h)2+2Kn(ycsQ-h)vgs

=rDQ+gmrgs=fDQ+jd           (5.2.10)

考慮到NMOs管的藝G=0,柵極一源極間的電阻很大,可看成開路,而jd=gmugs,因此,可畫出圖5.2.6a所示的共源極NMOs管的低頻小信號模型如圖5.2,6b所示。

         

圖c是考慮入≠0場效管輸出電阻rds為有限值時的低頻小圖5.2,6 共源極NMOs管的低頻小信號模型(a)N溝道增強型MOS管 (b)^=0,ru=∞時的低頻小信號模型

(c)大≠0,rds為有限值的低頻小信號模型信號模型(圖中id、tig、uds也可用相量表示)。

由于MOS管的源極與襯底相連,vbs=o,則可畫出圖5.2.6a的高頻小信號模型如圖5,2,7所示(如ybs≠0,還要考慮Cbs和Cbd)。圖中Cgd,cgi,Cgb分別是柵漏電容、柵源電容和柵極一襯底間電容,Cds是漏源電容。

         

圖5.2.7 圖5.2,6a的高頻小信號模型

例5.2.4 |電路如圖5.2.4所示, 設yDD=5V,Rd=3.9 kΩ, ycs=2V。場效應管的參數為vt=1Ⅴ,Kn=0.8 mA/V2,入=0.02Ⅴ-1。 當MOs管工作于飽和區,試確定電路的小信號電壓增益。

解:求靜態值

rDQ≈Kn(7Gs-yT)2=0.8×(2-1)2 mA=o,8 mA

7DsQ=yDD~rDQRd=(5-0.8×3.9)Ⅴ=1.88Ⅴ

而ycs~%=1V(7Ds,說明MOS管的確工作于飽和區,滿足線性放大器的電路的要求。

求FET的互導和輸出電阻,由式(5.1.18)可求出

gm=2Kn(7Gs-/T)=2×0.8×(2-1)ms=1.6 ms

由式(5,1.16b)可求出輸出電阻

rds=[入Kn(7Gs-%)2]ˉ1=1/0.02*0.08kΩ=62.5 kΩ

求電壓增益,圖5,2,4的小信號電路如圖5.2.8所示。由圖有

vo =-gmvgs(rds ||Rd)

故電壓增益為

圖5.2.8 圖5.2.4的小信號等效電路

uo=-gmugs(rds‖rd)=-⒌87

          

由于場效應管的gm較低,因此與BJT放大電路相比,MOs管放大電路的電壓增益也較低。上式中Ar帶負號表明,若輸入為正弦電壓,輸出電壓uo與輸人vi的相位相差180°。共源電路屬倒相電壓放大電路。

例5.2,5 電路如圖5,2.2所示,MOS管的參數為%=1V,Kn=500 uA/Ⅴ2,u =0。 電路參數為/DD =5Ⅴ, -yss=-5Ⅴ, Rd=10 kΩ, R=0,5 kΩ,Rgl=150 kΩ,Rg2=47 kΩ,Rs=4 kΩ。試確定電路的電壓增益、源電壓增益、輸人電阻和輸出電阻。

解:由例5.2,2的直流分析已知JDQ=0.5 mA,7GsQ=2V,yDsQ=4.75Ⅴ.故小信號互導為gm=2Kn(yGsQ-/T)=2×0.5×(2-1)ms=1 ms

而場效應管輸出電阻rds=[入Kn(ycsQ-yT)2]-1 =∞

因此可畫出圖5,2.2的小信號模型電路如圖5.2.9所示。